SAR ADC输入类型间性能比较- I
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SAR ADC输入类型间性能比较- I
　　在选择一个&时所考虑的某些关键技术规格包括分辨率、通道数量、采样率、电源范围、功耗、数字接口和时钟速度。但是诸如信噪比&(SNR)&和总谐波失真&(THD)&的噪声和AC参数是怎样的呢?这些参数会影响总体系统性能，并因此影响到输入类型的选择。本文引用地址：　　噪声影响　　单端输入：这些只需要一条导线/电缆和一个单输入驱动器，如果有的话，连接至电源。需要注意的是，这些测量相对于SAR自身接地的输入信号。虽然这是最简单的配置，信号接地和SAR接地之间的误差将影响准确度。此外，从电源和接地耦合到内部采样电容器的噪声将影响转换准确度，这是因为共模抑制&(CMRR)&很糟糕，可以忽略不计。　　差分输入(伪差分和全差分)：虽然这种输入需要一条额外的导线/电缆以及两个输入驱动器，但是包括以下优点：　　由于正确的布局布线技巧，两个输入上的电源噪声耦合、接地弹跳和时钟将相类似。更好的CMRR大大减少了任何相关噪声。　　特别是对于伪差分输入，负输入可以感测到信号接地或偏移，从而消除信号接地和SAR接地之间的任何误差。　　示例：请参考针对ADS7042，ADS8860和ADS8319等器件的技术规格表中AINM的“工作输入范围”。　　SNR影响　　的SNR将信号功率分量与采样频率一半以下的噪声功率进行比较，其中不包括谐波和DC。我使用以下等式来计算SNR影响：　　&&
&　　ADC输入上的总系统噪声由两个分量组成：耦合自信号源以及输入驱动器的外部噪声和ADC输入上的内部噪声。由于单端架构(具有一个CDAC结构)很少见，我将会比较伪差分(在每个输入上使用一个CDAC结构)与全差分输入间的性能差异。　　对于一个指定的架构，全差分SAR上的输入信号范围(-REF至REF)是伪差分SAR范围&(0-REF)&的两倍。对于全差分输入*，由于将信号舍入至最接近的编码而引入到AC信号的量化噪声也会加倍。　　&&
&　　内部噪声：为了分析ADC的SNR，我们首先假定一个噪声可忽略不计的理想AC源和驱动器。可使用两个对于ADC十分重要的量化噪声&(NQUANT)&以及转换噪声&(NTRANS)&来分析内部噪声的影响。　　&&
&　　对于一个只有量化误差的理想ADC来说(即NTRANS=&0)，如表2中所示，SNRADC对于两个输入类型是一样的。计算方法为：　　&&
&　　转换噪声由诸如比较器的有源电路和来自电阻器以及电容器的kT/C噪声引入。由于NTRANS起到决定性作用，如表2中所示，可以看到全差分ADC的SNRADC提高了多达6dB。其原因是动态范围加倍，而NTRANS保持不变。　　下方的图1更好地解释了这一情况，其中显示了16位ADC的SNRADC。对于理想ADC来说，两个输入类型的SNRADC是一样的。随着NTRANS开始缩放，两个SNR间的差异变宽。在NTRANS&&&NQUANT时，可以看到6dB的变化。实际上，这个SNRADC方面的差异可以是0dB至6dB之间的任何值，这取决于设计是如何优化NTRANS与NQUANT间的比率的。　　图1：SNR与内部噪声的比较　　&&
&　　示例：比较同一系列输入器件(诸如&(ADS8861,ADS8860)，(ADS8354,ADS8353)，(ADS7254,ADS7253))全差分和伪差分之间的SNR技术规格。　　外部噪声：在一个系统中，SAR也会看到由输入源和驱动器引入的噪声。然后，SNR等式的分母将增加。如下所示，由于使用了两个驱动器，全差分输入的总SNR进一步降低。　　&&
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精密ADC用差分驱动器
[导读]标签：模拟 电子 IT
电路差分输入ADC特性目前许多高性能ADC设计均采用差分输入。全差分ADC设计具有共模抑制性能出色、二阶失真产物较少、直流调整算法简单的优点。尽管可以单端驱动，但全差分驱动器通常可以优化整体
差分输入ADC特性
目前许多高性能ADC设计均采用差分输入。全差分ADC设计具有共模抑制性能出色、二阶失真产物较少、直流调整算法简单的优点。尽管可以单端驱动，但全差分驱动器通常可以优化整体性能。
差分输入ADC的一种最普通的驱动方法是使用变压器。不过，因为许多应用中频率响应必须延伸至直流，从而无法使用变压器来驱动。这类情况就需要使用差分驱动器。本教程重点介绍如何驱动高达10 MSPS采样速率的高分辨率16至18位ADC.输入信号带宽一般限于数MHz.MT-075教程阐述适用于驱动更高速ADC的差分放大器。
大多数高性能CMOS开关电容流水线式ADC的差分输入均类似于图1.
图1:典型非缓冲开关电容CMOS采样保持的简易输入电路。
大多数ADC都采用该差分结构。这既简化匹配要求，又减少二阶产物。此外，差分结构还有利于抑制共模噪声。
注意，SHA开关直接连接至每个输入。因为没有隔离缓冲器，开关瞬态问题可能十分突出。驱动放大器的瞬态建立时间必须足够快，否则放大器无法在半个采样周期内稳定至所需精度(该建立时间必须包括外部串行电阻的效应)。
此结构的差分输入阻抗呈动态，并在SHA切换采样模式和保持模式时变化。此外，阻抗和模拟输入频率成函数关系。
在跟踪模式(如图所示)，输入信号对保持电容CH进行充放电，当电路切换至保持模式时，开关反转位置，并将保持电容上的电压传送至输出。
十分推荐这类输入采用差分驱动以实现开关瞬态的共模抑制。虽然可单端驱动它们(一个输入连接至适当的共模电压)，但因为无法再抑制偶数阶失真产物，SFDR性能会下降。
图2 (A)所示为典型非缓冲CMOS ADC的每个差分输入以及采样时钟。这些输入使用一个50&O源电阻来驱动。注意，因为前述开关动作，在每个采样时钟的边沿会出现一次瞬态。图2(B)所示为在与(A)相同的条件下的ADC差分输入信号。注意，瞬态电流毛刺属于共模信号，故大多数会被消除。注意，为了达到最佳消除状态，必须从一对平衡的源阻抗驱动两个输入(阻抗的实部和虚部都必须匹配)。
图2:典型单端(A)和差分。
(B) CMOS开关电容ADC的输入瞬态。
驱动精密16和18位差分输入ADC
图3所示为ADA4941-1驱动具有开关电容输入的18位PulSAR系列ADC.这是一种单端双极性信号、差分ADC输入的常见应用。为了实现高分辨率，驱动放大器必须具有低失真、低噪声、高直流精度以及具备单端至差分转换功能的特点。ADA4941-1是一款低功耗(2.2 mA@ 3.3 V)、低噪声(10.2 nV/&Hz @ 1 kHz)、低失真(110 dBc @ 100 kHz)的高达18位ADC的差分驱动器。小信号带宽为31 MHz.该放大器还具有轨到轨输出、高输入阻抗和用户可调节增益的特性。
ADA4941-1由两个运算放大器组成。图中下面一个配置成一个非定向同相缓冲器(带外部反馈电阻)并驱动一个反相放大器。反相放大器的前馈和反馈电阻包括在IC中。尽管反相放大器会产生额外的相移和延时，但这不会在相关频率处引入显着的误差(最高1MHz或2MHz)。
图3:在+5V应用中ADA4941-1驱动AD7690 18位PulSAR? ADC
在此应用中，两个电阻分压器将ADA4941-1的输出共模电压设为+2.1 V,这样输出只能在离地电平的100m V内。这使放大器轨到轨级具有充足裕量并允许整个电路采用+5 V单电源工作。
AD7690和AD7691的输入范围为2.VREF p-p差分。所用基准电压源为ADR444,这是一个4.096 V基准电压源。截止频率为1 MHz的低通滤波器的41.2 电阻和3.9 nF电容适合搭配输入带宽为9MHz的AD7690使用。对于所选配置，ADA4941-1输出噪声频谱密度为10.2 nV/&Hz.在滤波器带宽上积分后此值变成13 uV rms.这对应于运算放大器的107dB SNR,比ADC的100 dBSNR好7 dB.
图4所示为驱动高性能iCMOSTM PulsarTM ADC(如AD7634)的另一个示例。许多工业应用的信号高达&10 V.iCMOS系列ADC被专门设计来满足此类应用。大多数iCMOS Pulsar ADC具有差分输入。这里，ADA4922-1驱动一个16位或18位iCMOS PulSAR ADC.它执行单端至差分转换。
图4:在&12V工业应用中ADA4922-1驱动AD7634 18位PulSAR? ADC.
ADA4922-1是一款16至18位ADC差分驱动器，差分输入范围高达40 V p-p.小信号带宽为38MHz.ADA4922-1采用ADI公司专有的第二代XFCB工艺制造，使放大器可以在高电源电压条件下实现出色的噪声和失真性能。
针对该运算放大器使用1MHz低通滤波器进行噪声计算可得15uV rms.ADC的信号范围为40 V p-p,即14.14 V rms.这由于运算放大器自身会产生119 dB的SNR.
使用100 dB的AD7634 SNR,ADC均方根输入噪声可计算为141 V rms.因此，组合输入ADC噪声为142 V rms,运算放大器所贡献的噪声几乎可以忽略不计。
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高速ADC用差分驱动器概述
目前许多高性能ADC设计均采用差分输入。全差分ADC设计具有共模抑制性能出色、二阶失真产物较少、直流调整算法简单的优点。尽管可以单端驱动，但全差分驱动器通常可以优化整体性能。
差分设计固有的低二阶失真产物如下所示。失真产物可以通过将电路传递函数表达为幂级数来建立模型。
进行输出一般扩展并假设放大器匹配，我们得到：
采用差分输出：
其中k1、k2和k3为常数。
二次项引起二阶谐波失真，三次项引起三阶谐波失真，如此等等。在一个全差分放大器中，奇数阶项保留极性，而偶数阶项则始终为正。当采取差分时，偶数阶项如等式3所示消除。三阶项不受影响。
差分输入ADC的一种最常用驱动方法是使用变压器。不过，因为频率响应必须延伸至直流，许多应用无法使用变压器来驱动。这类情况就需要使用差分驱动器。在ADC前面需要明显信号增益的情况下，差分放大器提供一种不错的解决方案。尽管提供"无噪声"电压增益，但匝数比大于2的变压器一般为带宽和失真问题所困扰，在中频时尤为明显。
图1所示为驱动ADC而优化的AD813x和ADA493x系列全差分放大器框图。图1A显示内部电路细节，而图1B显示等效电路。增益由外部电阻RF和RG设定，共模电压由VOCM引脚上的电压设定。内部共模反馈强制VOUT+和VOUT–输出保持平衡，即在两个输出端的信号根据等式幅值始终相等，但相位相差180°。
图1:AD813x、AD493x差分ADC驱动器功能框图及等效电路。
AD813x和ADA493x用两个反馈环路，来分开控制差分输出电压和共模输出电压。外部电阻设定的差分反馈只控制差分输出电压。共模反馈控制共模输出电压。这种架构方便在电平转换应用中任意设定输出共模电平。内部共模反馈强制其等于VOCM输入上施加的电压，而不影响差分输出电压。其结果是近乎完美的平衡差分输出，在宽广的频率范围内其幅度完全相同，相位相差180°。该电路可配合差分或单端输入使用，且电压增益等于RF与RG之比。
该电路可使用图2中所归纳的假设和程序来分析。如同运算放大器电路直流分析的情况，我们可以先假设流入反相和同相输入的电流为零(即输入阻抗相对反馈电阻值较高)。第二个假设为反馈强制同相和反相输入电压相等。第三个假设为输出电压相位相差180°并在VOCM两侧对称。
图2:差分放大器电平分析
即使外部反馈网络(RF/RG)不匹配，内部共模反馈环路仍将强制输出保持平衡。每个输出端的信号幅度保持相等，相位相差180°。输入到输出的差模增益变化与反馈的不匹配成比例，但输出平衡不受影响。外部电阻的比例匹配误差会导致电路抑制输入共模信号的能力降低，非常类似于使用常规运算放大器制成的四电阻差动放大器。
而且，如果输入和输出共模电压的直流电平不同，匹配误差会导致一个细小的差模输出失调电压。对于G = 1,具有一个地基准输入信号且针对2.5 V设定输出共模电平的情况，如果使用1%容差电阻，则可产生高达25 mV的输出失调(1%共模电平差)。由于2.5 V电平转换，1%容差的电阻将导致一个约40 dB的输入CMR(最差情况)、25 mV的差模输出失调(最差情况)，不会对输出平衡误差造成明显恶化。
如图2所示电路的有效输入阻抗(在V IN+和V IN–端)取决于放大器是由单端信号源驱动，还是由差分信号源驱动。对于平衡差分输入信号，两个输入端(V IN+和V IN– )之间的输入阻抗(R IN,dm )为：
若为单端输入信号(例如，若V IN–接地，输入信号接入V IN+ )，输入阻抗则为：
该电路的单端输入阻抗高于作为反相放大器连接的常规运算放大器，因为一小部分差分输出电压在输入端表现为共模信号，从而部分增加了输入电阻RG两端的电压。
图3所示为AD813x差分放大器的一些可能配置。图3A为标准配置，其中利用两个反馈网络，分别表现为反馈系数-1和-2.另需注意，各反馈系数可能为0与1之间的任意数。
图3:差分放大器的一些配置
图3B显示在 V OUT–至V+之间无任何反馈的配置，即-1 = 0.在这种情况下，-2决定反馈至V–的V OUT+量值，且除了有额外的互补输出外，电路类似于同相运算放大器。因此，整体增益是同相运算放大器的两倍，或2 × (1 + RF2/RG2)或2 × (1/-2)。
图3C显示-1 = 0且-2 = 1的电路。该电路特别提供无电阻增益2.
图3D显示-2 = 1的电路，而-1则由RF1和RG1决定。此电路的增益始终小于2.
最后，图3E的电路-2 = 0,除V OUT+端的额外互补型输出外，极其类似于常规反相运算放大器。
差分驱动器/接收器应用
AD813x/ADA493x系列也非常适用于平衡差分线路驱动，如图4所示，其中AD8132驱动一根100 ?双绞线。AD8132配置成一个增益为2的驱动器，说明来源和负载端接电缆所引起的2倍损耗。在此配置下，AD8132的带宽约为160 MHz.
图4:高速差分线路驱动器、线路接收器应用
该线路接收器为一个AD8130差分接收器，具有一种称为"有源反馈"的独创架构，可在10MHz时实现约70 dB的共模抑制。对于增益1,AD8130的3dB带宽约为270 MHz.
AD8130利用两个相同的跨导(gm)级，其输出电流在高阻抗节点处加总，然后缓冲至输出端。两个gm级的输出电流必须相等，符号相反，因此各自输入电压也必须相等，符号相反。
差分输入信号接入其中一级(GM1)，而负反馈则如同常规运算放大器接入至另一级(GM2)。
增益等于1 + R2/R1.GM1级因此为端接双绞线提供一个真正平衡的输入，以获得最佳的共模抑制。
一系列三路驱动器用于在5类电缆上驱动RGB,例如AD8133、AD8134、AD8146、AD8147、 AD8148.
也可提供相应的三路接收器，包括AD8143和AD8145.AD8123(三路)和AD8128(单路)接收器也包括可调节线路均衡。
应用示例：ADA4937-1差分放大器驱动AD/105MSPS ADC
AD813x和ADA493x系列差分驱动器适用于直流或交流耦合应用，其中电压增益1至4(0 dB至12 dB)，频率高达约100 MHz(取决于该系列的特定成员)。它们特别适合用作低失真直流耦合单端至差分转换器以驱动差分输入ADC.VOCM特性可用于电平转换双极性信号以匹配ADC的共模输入电压。直流驱动器的电路分析细节和电阻值挑选在MT-xxx中给出。还提供ADIsimDi-Amp设计工具以方便这类设计。
ADA4937-1是最新系列差分放大器之一，针对+5 V单电源特殊优化。图5显示它用作一个电平转换器以驱动AD/105 MSPS ADC.(ADA4939-1是一个针对电压增益? 2而优化的类似器件)。
图5:ADA4937-1在+5 V直流耦合应用中驱动AD6645
现在将在信号摆幅和共模电平方面对图5所示电路进行细致分析。为确保所有电压落入器件规定的允许范围内，这一步必不可少。
AD6645利用一个2.2 V p-p差分信号操作，共模电压为+2.4 V.这意味着ADA4937的每个输出必须在1.85 V和2.95 V之间摆动，即在+5 V单电源运行的ADA4937-1的输出驱动能力范围内。
输入信号因此必须在1.025 V和1.575 V之间摆动，落入在+5 V单电源运行的ADA4937-1的允许输入范围内。
电路输入由一个50 -来源驱动。在单端配置中"自举式"输入阻抗约为267Ω 。61.5Ω 输入终端电阻与267Ω增益设定电阻并联使得整体阻抗约为50 Ω。注意，228 Ω电阻是与反相输入串联插入的。这是为了匹配同相输入的净阻抗(200 Ω + 61.5 Ω||50 Ω= 200 Ω+ 28 Ω= 228Ω)。
没有此额外28Ω匹配电阻与最初200Ω增益设定电阻串联，不平衡源阻抗会导致一个不必要的差分失调电压出现在输出端上。
底部增益设定电阻从200Ω增加至228Ω需要反馈电阻增加至207Ω以便保持增益1.实际上，最近标准1%电阻会代替计算值。ADIsimDi?Amp设计工具用来方便这类设计并计算特定增益和源阻抗的所需电阻值。该工具还检查是否违反差分放大器的输入和输出共模范围限制。
ADA4937-1的输出噪声电压频谱密度只有5 nV/√Hz.该值包括反馈和增益电阻的贡献并适用于G = 1.这在AD6645的输入带宽(270 MHz)上积分，产生103 V rms的输出噪声。这对应于放大器所引起的77.6 dB SNR.注意，由于没有任何外部噪声滤波器，积分必须在ADC的完整输入带宽上。
AD6645的SNR为75 dB,对应于138μV rms的输入噪声。由于运算放大器(103μV)和ADC(138μV)所引起的组合噪声为172μV,产生73 dB的整体SNR.
如果不需要AD6645的完整带宽，可通过选择适当的C值来增加一个单极降噪滤波器。
适合中频应用的宽带交流耦合ADC驱动器
在图6所示的示例中，我们数字分析了AD5MSPS ADC的宽带信号，希望尽量保留ADC输入带宽。因此没有任何中间级噪声滤波器。
图6:AD8352 2GHz 差分放大器驱动AD944514位 125MSPS ADC
在100 MHz时，AD9445输入带宽为615 MHz,SFDR为95 dBc.对于驱动器，我们挑选了AD8352 2 GHz带宽差分放大器，因为其电阻可编程增益范围为3 db至21 dB.该放大器还具有低噪声(对于10 dB增益设置，等效输入噪声为2.7 nV/-Hz)、低失真(100 MHz时82 dBc HD3 )。带宽要求的更低端约为10 MHz.
图6所示为在宽带应用中利用2 GHz AD8352驱动AD9445的最佳电路配置。巴伦将单端输入转换为差分以驱动AD8352.尽管可配置AD8352以接受一个单端输入(见AD8352数据手册)，但如果按图所示以差分驱动，则获得最佳的失真性能。选择CD/RD网络是为了优化AD8352的三阶交调性能。这些值是基于所需增益而选择并在数据手册中给出。
该电路对于105 MSPS采样的98.9 MHz输入信号产生83 dBc的SFDR.
G = 10时AD8352的输出噪声频谱密度为8.5 nV/-Hz.由于没有任何输入滤波器，这必须在AD9445的整个615 MHz输入带宽上积分。组合放大器和ADC的SNR为67 dB.
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面向电源优化和空间受限型系统的差分ADC驱动器设计
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面向电源优化和空间受限型系统的差分ADC驱动器设计
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　　ADA4940-I是一款低功耗、低噪声、全差分放大器，采用SiGe互补双极性工艺制造，针对驱动16位和18位ADC而优化。如图1所示，该器件驱动18位、IMSPS ADC AD7982的差分输入，低噪声精密5V基准电压源ADR435用来提供ADC所需的5V参考。ADR435可提供充足的输出电流，并在AD7982的REF引脚端使用22“F去耦电容，无须基准电压源缓冲器。图1所示的所有IC均采用3mm×3IIlIn LFCSP或3mm×5mmMSOP小型封装，从而有助于降低电路板成本和空间。 ADA4940-1允许用户进行必要的信号调理，例如使用4个电阻衰减或放大信号，从而获得更大的动态范围。增益由反馈电阻（R2 R4）和增益电阻（R1 R3）比率来设定，R1 R2 R3 R4 lkΩ。对于平衡差分输入信号，有效输入阻抗为2×增益电阻（Rl或R3） 2kΩ，对于非平衡（单端）输入信号，有效阻抗约为1.33kΩ。 需要时，可在输入端并联一个端接电阻。 一个单极点2. 7MHz R-C（22Ω，2.7nF）滤波器放在运算放大器输出和ADC输入之间，有助干在ADC输入端限制噪声，减少来自SARADC输入端容性DAC的反冲。 AD7982采用2.5V VDD单电源供电，使用5V基准电压源和3V VIO时，1MSPS下的功耗仅为6.lmW。此外，该器件的功耗和吞吐速率呈线性变化关系，如图2所示。它内置一个低功耗、高速、18位采样ADC和一个多功能数字串行接口。ADC的基准电压可独立于电源电压（VDD）进行设置，后者决定ADC的输入满量程范围。这种情况下，用于AD7982的5V基准电压源从AD R435精密带隙基准电压源输出，并在外部施加于REF引脚；该基准电压源采用板载7.5V电源供电，典型功耗为4.65mW。 ADA4940-1采用5V单电源供电，功耗典型值为6.25mW。该器件的轨到轨输出可驱动至供电轨的O.1V范围内，而音频频率范围的交流性能下降幅度极小。其输出摆幅范围为0-5V，共模电压为2.5V，能为ADC提供满量程输入。 数据采集系统包括ADC驱动器、ADC和基准电压源的总功耗约为17mW。 全差分ADC驱动器噪声分析 这款18位、1MSPS数据采集系统的预期SNR理论值可通过每个噪声源的和方根（RSS）计算得到。 ADA4940-I在100 kHz时的低噪声性能典型值为3.9nV/√Hz，如图3所示。 必须计算差分放大器的噪声增益，以便计算等效的输出噪声。 差分放大器的噪声增益为：NG 2/（β1+β2） 2V/V；其中，β1 R1/（RI+R2） 0.5，β2 R3/（R3+R4） 0.5，两者皆为反馈系数。 应当考虑下列差分放大器噪声源： 由于ADA4940-1输入电压噪声为3. 9nV/√Hz，其差分输出噪声应当为7. 8nV/√Hz。 ADA4940-1数据手册中的共模输入电压噪声（eOCM）为83 nV/√Hz，因此其输出噪声为eOCMx（β1 β2）×NG O。 给定带宽条件下，R1、R2、R3和R4电阻噪声可根据约翰逊奈奎斯特噪声方程计算。eRn √4KBTR；其中，KB为玻尔兹曼常数（1.38065×l0-23：J/K），T为电阻绝对温度（开尔文），R为电阻值（Ω）。来自反馈电阻的噪声为e R2 e R4 4. 07nV/√Hz。来自R 1的噪声为eRlx（1 β1）×NG 4.07nV/√Hz，来自R 3的噪声为×（1-β2） xNG 4.07nV/√Hz。 ADA4940-1数据手册中的电流噪声为0.8lpA/√Hz。 反相输入电压噪声：iIN×R1∥R2×NG O. 8lnV/√Hz. 同相输入电压噪声：iIN+×R3∥R4×NG 0.8lnV/√Hz。 因此，来自ADA4940的等效输出噪声贡献为： ADC输入端（RC滤波器之后）的总积分噪声为11.33nV/√Hz×√（2.7×1.57MHz） 23.26μVrms。 AD7982的均方根噪声可根据数据手册中的5V基准电压源典型信噪比（SNR，98 dB）计算得到。 根据这些数据，ADC驱动器和ADC的总噪声贡献为： 注意，本例中忽略来自基准电压源的噪声，因为它非常小。 因此，数据采集系统的理论SNR可根据下式近似
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