4 4振幅调制与解调电路 4 4 1振幅调制电蕗 地位 无线电发射机的重要组成部分 分类 按功率高低 1 高电平调制 调制置于发射机的末端 产生大功率的已调信号 2 低电平调制 调制置于发射机嘚前端 产生小功率的已调信号 再通过多级线性功率放大器放大 高电平调制低电平调制 一 高电平调幅电路 1 优点 可不必采用效率较低的线性功率放大器 使发射机整机效率高 3 电路 多采用高效率的丙类谐振功放 包括 1 集电极调幅电路 根据谐振功率放大器的集电极调制特性 调制信号加到集电极上 2 基极调幅电路 根据谐振功率放大器的基极调制特性 调制信号加到基极上 3 复合调幅电路 将调制信号同时加到集电极和基极上 以提高調制线性 2 要求 1 要达到所需调制线性 2 高效率地输出足够大的已调信号功率 二 低电平调制电路 1 用途 主要用来实现双边带和单边带调制 2 要求 调制線性好 载波抑制能力强 功率和效率的要求是次要的 载波抑制能力的强弱可用载漏 输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数 表示 分贝数越夶 载漏就越小 3 种类 前介绍的各种乘法器均可构成性能优良的平衡调制器 例1596 AD630平衡调制器等 实用的低电平调制电路不再作讨论 下面仅讨论 4 采用濾波法的单边带发射机 1 原理 采用滤波法的技术难度与载波频率的高低密切相关 例如 假设调制信号的最低频率为100Hz 若 载波频率为2000kHz 则双边带调制信号的两个边频分别为2000 1kHz和1999 1kHz 两边频间隔为0 2kHz 取上边频 两边频的相对间隔为 0 2 0 01 相对间隔越大 滤波器就越容易实现 故单边带发射机在低载波频率上产苼单边带信号 而后用混频器将载波频率提升到所需的载波频率上 2 组成 载频减小为50kHz 上 下边频间隔仍为0 2kHz 则两边频的相对间隔为 0 2 50 1 100 0 4 两混频器的输出濾波器很容易取出所需分量 滤除无用分量 在某些单边带发射机中 为了使接收机便于产生同步信号 还发射低功率的载波信号 称为导频信号 这個信号直接由100kHz的振荡信号通过载波抑制器衰减 10 30 dB后叠加在单边带调制信号上 普通调幅波 其载波分量未被抑制掉 可直接利用非线性器件实现相塖作用 得到所需的解调电压 勿须另加同步信号 称包络检波器 4 4 2二极管包络检波电路 最常用的检波器 二极管包络检波器 在集成电路中 主要采用彡极管射极包络检波电路 一 工作原理 1 电路 类似二极管整流电路 由D和低通滤波器RLC相串接构成 2 原理 特点 检波二极管与负载RL相串联 输入调幅信号 vS t Vmc 1 Macos t cos ct 若其值足够大 可设二极管伏安特性用在原点转折的两段折线逼近 1 D导通时 vS向C充电 充 RDC 2 D截止时 C向RL放电 放 RLC 充放电达到动态平衡后 输出电压便将稳定茬平均值vAV上下按角频率 c作锯齿状波动 a 电流i为高度按输入调幅信号包络变化的窄脉冲序列 如图 b 所示 即vAV VAV V mcos t 且其值与输入调幅信号包络Vm0 1 Macos t 成正比 VAV dVm0 V m dMaVm0 d 检波電压传输系数 检波系数 恒小于1 二极管包络检波 3 讨论 原理上 D起着受载波电压控制的开关作用 实际上 受RLC电压反作用 D仅在载波一个周期中接近正峰值的一段时间 vS vC 内导通 开关闭合 而在大部分时间内截止 开关断开 1 D的作用 RLC C向RL的放电速度 C的泄放电荷量 D导通时间 锯齿波动 vAV增大 为提高检波性能 RLC嘚取值应足够大 满足和RL RD的条件 这时 根据上述讨论可以认为 VAV Vm 即检波电压传输系数 d趋于1 而叠加在vAV上的残余高频 输出纹波 电压趋于0 2 D导通与截止时間与RLC大小有关 二 输入电阻 1 等效电路 检波器前有中频放大器 如等效电路 b iS和L1C1R1 中频放大器折算到检波器输入端的等效电流源和输出谐振回路 调谐茬 c 2 负载效应 检波器作为中频放大器的输出负载 可以用检波输入电阻Ri来表示这种负载效应 1 Ri定义 输入高频电压振幅对二极管电流i中基波分量振幅的比值 设输入高频等幅电压vS t Vmcos ct 则检波器从输入信号源获得的高频功率为Pi 2Ri输出平均功率设D导通时间很短 i在RD上消耗的功率可以忽略 故PL Pi 又VAV Vm 检波电壓传输系数 d趋于1 由此可得 2 Ri的求法 可近似从能量守恒原理求得 3 Ri的作用 使中频谐振回路的谐振电阻由R1减小到 R1 Ri 因此 iS在谐振回路产生的高频电压振幅由未接检波时的下降到接检波后的Vm 显然Ri越小 Vm也就越小于 称负载效应 4 负载效应的抑制 减小负载效应 须增大Ri 即增大RL 但增大RL 受检波器惰性失真 丅面介绍 的限制 解决办法 采用三极管射极包络检波电路 原理 1 发射结等效检波二极管 2 输入电阻比二极管检波器增大了 1 倍 该检波电路广泛应用於在集成电路中 可见 二极管包络检波器的输入电阻Ri与输出负载电阻RL直接相关 三 并联型二极管包络检波电路 1 电路 C 负载电容 兼作中频放大器和檢波器之间的隔直电容 RL 负载电阻 与二极管并接 故称之为并联型电路 2 原理 与串联型相同 当D导通时 vS通过D向C充电 充电常数为RDC 当D截止时 C通过RL放电 放電常数为RLC 动态平衡后 1 C上产生与串联型电路相类似的锯齿状波动电压vC 该电压的平均值为vAV 电流 负半周输出 特点 中放 检波工作点隔离 2 输出电压vO中還包括 直接通过C在输出端产生的 高频电压 故检波后需加低通滤波器 滤除高频成份 Ri值 根据能量守恒原理 实际加到检波器中的高频功率 一部分矗接消耗在RL上 一部分转换为有用的输出平均功率 即 当VAV Vm时 输入电阻比串联型电路小 四 大信号检波和小信号检波 1 大信号检波 包络检波 条件 二极管伏安特性可用原点转折的两段折线逼近 即输入电压足够大 二极管工作在导通区和截止区时 故二极管包络检波的这种工作状态称为大信号檢波 实际电路 均外加正向偏置电压 或电流 克服VD on 的影响 在这种情况下 工程上 可认为输入高频电压振幅大于500mV以上就能保证二极管检波器工作在夶信号检波状态 2 小信号检波 条件 vS振幅Vm足够小 几 十几mV 此时 二极管应设有很小的偏置电流 分析 二极管伏安特性采用幂级数逼近 即 i a0 a1vD a2 这时 二极管在整个高频周期内导通 检波器从信号源获得到高频功率大部分消耗在RD上 加到二极管上的电压vD vS t Vmcos ct 将它带入i的展开式 其中 所需的平均分量IAV由二次方項产生 其值为a2Vm2 2 相应的输出平均电压VAV也与Vm的平方成正比 故称之为平方律检波 讨论 缺点 平方律检波 输出平均电压VAV与Vm的平方成正比 故不能正确反映输入调幅波的包络变化而产生非线性失真 检波器获得到高频功率大部分消耗在RD上 因而可近似认为 即Ri RD 其值小于大信号检波 Ri RL 时的数值 由于小信号检波存在上述缺点 故接收机中先将输入信号放大再进行检波 以保证工作在大信号检波状态 在有效值电压表等测量仪器中 利用小信号检波的平方律特性 可以方便地测出被测信号的有效值电压 在这类仪器中 小信号检波获得广泛应用 五 二极管包络检波电路中的失真 为保证检波器不失真 检波器输入调幅电压vS须足够大 使检波器始终工作在大信号检波状态 设vS t Vm0 1 Macos t cos ct 则包络的最小值Vm0 1 Ma 应大于大信号检波时所需的电压值 当二极管嘚导通电压VD on 由外加偏置电压予以克服时 该电压应在500mV以上 因而这种情况下 保证大信号检波的条件为 Vm0 1 Ma 500mV 其次 当输入为复杂信号调制的调幅波时 若設最高调制频率为Fmax 为了不产生失真 RLC的低通滤波器带宽应大于Fmax 除此之外 当解调调幅波时 如果电路参数选择不当 二极管包络检波器还会产生惰性失真和负峰切割失真 1 惰性失真 1 产生原因 增大RL和C值 可提高检波电压传输系数和高频滤波能力 但过大 二极管截止期间C通过RL的放电速度过慢 跟鈈上输入调幅波包络的下降速度 输出电平就会产生惰性失真 2 避免产生惰性失真的条件 内 C通过RL的放电速度大于等于包络的下降速度 即 4 4 6 为了避免产生惰性失真 必须在任何一个高频周期 可推得单音调制时不产生惰性失真的充要条件 3 分析 Ma和 越大 包络的下降速度越快 不产生惰性失真所偠求的RLC值必须越小 多音调制时 作为工程估算 和Ma应取其中的最大值 一般按 maxRLC 1 5计算 惰性失真 2 负峰切割失真 1 检波器的交直流负载 检波器与下级放大器连接采用阻容耦合电路 避免vAV中的直流分量VAV影响下级放大器的静态工作点 CC 隔直电容 要求它对 呈交流短路 Ri2 下级电路的输入电阻 检波器的交流負载 ZL j RL Ri2 直流负载 ZL 0 RL 说明在这种检波电路中 ZL j ZL 0 且ZL j ZL 0 2 负峰切割失真 当输入调幅波电压的Ma较大时 由于交 直流负载不等 输出音频电压在其负峰值附近将被削岼 出现 负峰切割失真 如图所示 3 失真的原因 正常情况 无负峰切割若等幅波输入 CC上产生直流电压 Vm0 加到D的负端 当Ma较小时 加到D正端的包络电压在一個周期内总是大于VRL 二极管导通 工作正常 Vm0 MaVm0 VRL 异常情况 有负峰切割 若Ma较大 可能在t1 t2内 包络电压Vm VRL D截止 低部出现切割失真 故称负峰切割失真 直到包络电壓Vm VRL D重新通 Ma越大 或Ri2越小 失真越大 避免负峰切割失真的条件 可见 交直流电阻越接近 不产生负峰切割失真所允许的Ma值就越接近于1 负峰切割失真 改進措施 法1 将RL分成RL1和RL2 当RL维持一定时 RL1越大 交 直流负载电阻的差值就越小 但输出音频电压也就越小 为了折衷地解决这个矛盾 实用电路中常取RL1 RL2 0 1 0 2 C2 进一步滤除高频分量 提高高频滤波能力 出发点 减小交 直流负载电阻的差别 法2 当Ri2过小时 在RL和Ri2之间插入高输入阻抗的射随器 4 4 3同步检波电路 1 作用 解调雙 单边带信号 同步解调 2 电路 相乘器 低通 二极管包络检波 3 原理 vS与vr叠加 合成为普通调幅信号 例 单音调制的双边带调制 若Vrm Vm0 Ma 1 合成了不失真的调幅信號 可通过包络检波器检波 4 同步检波的关键 产生与载波同频同相的同步信号 1 对双边带 可从调制信号取出例 双边带调制信号 取平方 取角频率为2 c嘚分量 2 对单边带 若发射导频信号 可通过窄带滤波器从接收信号中取出 放大后作为同步信号 若不发射导频信号 接收端只能采用高稳定度晶体振荡器产生指定的同步信号 二分频 可获同步信号 c